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反激式電源適配器的傳導(dǎo)EMI等效電路 |
| （1）電源適配器電路原理圖 電路原理圖 （2）電源適配器兩種工作模式 在半個(gè)電網(wǎng)周期內(nèi)，輸入整流橋有兩種大的工作模式，即：整流橋工作模式Ⅰ和整流橋不工作模式Ⅱ。 整流橋工作模式Ⅰ和整流橋不工作模式Ⅱ （3）電源適配器工作模式Ⅰ的EMI等效電路推導(dǎo) 3-A、工作模式Ⅰ的等效電路（正負(fù)半周工作一樣） 工作模式Ⅰ的等效電路 在工作模式Ⅰ的情況下，兩種工作工作模式在正負(fù)半周都會(huì)出現(xiàn)，此時(shí)整流橋是導(dǎo)通工作的。 3-A-1：工作模式Ⅰ在有LISN時(shí)的等效電路 工作模式Ⅰ在有LISN時(shí)的等效電路 3-A-2：工作模式Ⅰ在有LISN時(shí)的等效受控源電路 工作模式Ⅰ在有LISN時(shí)的等效受控源電路 開關(guān)變換器的時(shí)變因素與非線性因素主要是由開關(guān)元件導(dǎo)致的。為了使變換器的等效電路成為線性電路，開關(guān)元件平均模型法采取了對(duì)開關(guān)元件直接進(jìn)行分析的方法。 首先對(duì)開關(guān)元件的電壓或電流變量在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)求平均，并用以該平均變量為參數(shù)的受控源代替開關(guān)元件，得到等效的平均參數(shù)電路。平均參數(shù)等效電路消除了變量波形中因開關(guān)動(dòng)作引起的脈動(dòng)，即消除了時(shí)變因素，但仍然是一個(gè)非線性電路。這樣的電路由于同時(shí)包含了直流分量與交流分量的作用，稱為大信號(hào)等效電路。 其次，若使大信號(hào)等效電路中的各平均變量均等于其對(duì)應(yīng)的直流分量，同時(shí)考慮到直流電路中穩(wěn)態(tài)時(shí)電感相當(dāng)于短路、電容相當(dāng)于開路，可以得到變換器的直流等效電路，直流等效電路為線性電路；若使大信號(hào)等效電路中的各平均變量分解為相應(yīng)的直流分量與交流小信號(hào)分量之和，即分離擾動(dòng)，并忽略小信號(hào)分量的乘積項(xiàng)（即二階微小量）使其線性化，再剔除各變量中的直流量，可以得到變換器的小信號(hào)等效電路，小信號(hào)等效電路也為線性電路?？梢姡_關(guān)元件平均模型法的指導(dǎo)思想仍然是求平均、分離擾動(dòng)和線性化。 上圖中開關(guān)管Q等效為受控電壓源，整流二極管D等效為受控電流源。有源開關(guān)Q時(shí)而接通是輸入電壓Vg，時(shí)而短路，用狀態(tài)變量輸入電壓的平均值表征有源開關(guān)元件Q的端電壓是合理的，因此用一個(gè)電壓控制的受控電壓源來代替有源開關(guān)管Q；無源開關(guān)D時(shí)而接通副邊電感電流，時(shí)而開路，由于電感電流是一個(gè)狀態(tài)變量，用電感電流的平均值表征無源開關(guān)元件D的平均電流也是合理的，因此用一個(gè)電流控制的受控電流源代替無源開關(guān)元件D。 3-A-3：工作模式Ⅰ在有LISN時(shí)的等效受控源平均電路（直流等效） 工作模式Ⅰ在有LISN時(shí)的等效受控源平均電路 上圖直流等效電路圖中，電感L1和L2等效為短路，電容等效為開路。 3-A-4：工作模式Ⅰ在有LISN時(shí)的等效受控源平均電路（交流等效） 工作模式Ⅰ在有LISN時(shí)的等效受控源平均電路 在交流等效中，輸出負(fù)載、電感等效開路，電容、供電電源等效短路。從圖中可以看到，開關(guān)管Q的交流分量Vds（ac）（t）和二極管D的交流分量Id（ac）（t）可以進(jìn)行傅里葉變換，分解成不同頻率成分的正弦波，頻率不一樣，阻抗也隨著變換，再利用疊加原理將不同頻率成分形成的頻譜幅度進(jìn)行相加。 3-B-1：工作模式Ⅰ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨(dú)作用下的EMI等效電路 工作模式Ⅰ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨(dú)作用下的EMI等效電路 在MOSFET交流電壓分量單獨(dú)作用下，副邊電流源開路，由于副邊流過電流為零，所以原邊電流也為零，在此變壓器就不起作用了，只有勵(lì)磁電感Lm，將上述電路圖簡化其等效電路圖為： 電路圖簡化其等效電路圖 在MOSFET單獨(dú)作用下，其差模成分路徑為： 在MOSFET單獨(dú)作用下，其差模成分路徑為 其中，差模成分分兩條支路，一條如紅色所示，另一條如藍(lán)色所示。在此等效電路中，濾波電容CB一條支路給差模成分提供了路徑，可以知道如果減小濾波電容CB的阻抗，則對(duì)差模成分分流更多，在電阻R1和R2形成的電壓會(huì)更小，儀器檢測幅值更低，一般我們都選取等效串聯(lián)阻抗較小的濾波電容。另一條支路中有激磁電感Lm，單從差模成分的抑制方面考慮，增加激磁電感Lm的值可以增加阻抗，對(duì)差模成分也有良好的抑制作用。 在MOSFET單獨(dú)作用下，其共模成分路徑為： 6w電源適配器共模成分路徑 可知，要想有效減小共模成分，則必須要減小寄生電容Cpq的容值，增加共模流經(jīng)路徑的有效阻抗。 工作模式Ⅰ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨(dú)作用下的EMI后面等效電路為： 電源適配器EMI后面等效電路 在差模EMI等效電路中，電阻R1和電阻R2處于串聯(lián)流經(jīng)差模電流，在電阻R1和電阻R2兩端分別產(chǎn)生電壓為Vdm(t)，故在電阻R1和電阻R2串聯(lián)等效電阻100Ω上產(chǎn)生2Vdm(t)。激磁電感Lm感抗越大對(duì)差模抑制越好，對(duì)差模分量來說，CCM模式比DCM差模要好。 差模EMI等效電路 工作模式Ⅰ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨(dú)作用下的EMI后面等效電路 在原邊MOSFET交流電壓分量單獨(dú)作用下的EMI后面等效電路 3-B-2：工作模式Ⅰ在副邊二極管交流電流分量單獨(dú)作用下的EMI等效電路。 3-B-2：工作模式Ⅰ在副邊二極管交流電流分量單獨(dú)作用下的EMI等效電路 在低頻（150KHz）情況下，忽略變壓器寄生電容（在高頻情況下變壓器層間電容、原副邊電容不能忽視）。由于整流二極管對(duì)地電容無法形成共?；芈罚试贚ISN負(fù)載上無共模噪聲。 工作模式Ⅰ在副邊二極管交流電流分量單獨(dú)作用下的EMI后面等效電路 工作模式Ⅰ在副邊二極管交流電流分量單獨(dú)作用下的EMI后面等效電路 由于在低頻情況下，副邊二極管對(duì)地寄生電容無法形成共?；芈?，故沒有共模EMI等效電路。 （4）工作模式Ⅱ的EMI等效電路推導(dǎo) 4-A：工作模式Ⅱ-Ⅰ的等效電路 4-A：工作模式Ⅱ-Ⅰ的等效電路 在工作模式Ⅱ中，當(dāng)D1-D4都截止時(shí)，在LISN上沒有傳導(dǎo)EMI噪聲，由下面的測試EMI的等效電路可知，因沒有噪聲路徑，故不會(huì)產(chǎn)生傳導(dǎo)EMI噪聲。這種工作模式也可稱為工作模式Ⅱ-Ⅰ。 工作模式Ⅱ-Ⅰ 4-B：工作模式Ⅱ-Ⅱ的等效電路 在工作模式Ⅱ中，會(huì)出現(xiàn)D1-D4中的一個(gè)二極管導(dǎo)通，其他三個(gè)二極管截止的情況，在這種情況下的EMI等效電路與二極管全部截止時(shí)的等效電路不同，與工作模式Ⅰ中的EMI等效電路不同，這種情況稱為Ⅱ-Ⅱ（非固有差模噪聲）。 原因：在開關(guān)電壓變化時(shí)，會(huì)出現(xiàn)一個(gè)瞬間的電容充放電電流，此電流經(jīng)Cpq、大地和LISN中的一條支路，在電流較大值不能使整流橋中的一個(gè)二極管開通時(shí)，其情況就同前面所介紹的，整流橋中的四個(gè)二極管均截止，不會(huì)產(chǎn)生噪聲； 當(dāng)此電流使整流橋中的一個(gè)二極管導(dǎo)通（如0＜VAB＜VCD時(shí)的二極管D1），則其他二極管都會(huì)因反偏而截止，本來當(dāng)這個(gè)電流減小到零后，二極管D1應(yīng)當(dāng)截止，當(dāng)由于整流橋中的二極管是非常慢速的，它無法在開關(guān)周期內(nèi)被關(guān)斷，所以便導(dǎo)致這個(gè)二極管在0＜VAB＜VCD一直導(dǎo)通；這樣整流橋雖然不工作，但有一個(gè)二極管是導(dǎo)通的。 下面分析在整流橋不工作但有一個(gè)二極管導(dǎo)通時(shí)（假定D1導(dǎo)通）的EMI等效電路。 下面分析在整流橋不工作但有一個(gè)二極管導(dǎo)通時(shí)（假定D1導(dǎo)通）的EMI等效電路 4-B-1：工作模式Ⅱ-Ⅱ在有LISN時(shí)的等效受控源平均電路（直流等效） 4-B-1：工作模式Ⅱ-Ⅱ在有LISN時(shí)的等效受控源平均電路（直流等效） 4-B-2：工作模式Ⅱ-Ⅱ在有LISN時(shí)的等效受控源EMI電路（交流等效） 4-B-2：工作模式Ⅱ-Ⅱ在有LISN時(shí)的等效受控源EMI電路（交流等效） 4-C-1：工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨(dú)作用下的EMI等效電路 4-C-1：工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨(dú)作用下的EMI等效電路 上述等效電路中紅色虛線表示共?；芈?，無差?；芈?。但是只有電阻R1有噪聲，可以實(shí)際理解為差模噪聲。 工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨(dú)作用下的EMI后面等效電路 工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨(dú)作用下的EMI后面等效電路 根據(jù)前面的分析，單一元件進(jìn)行作用時(shí)差?；芈泛凸材；芈返穆窂?，可以得出： 單一元件進(jìn)行作用時(shí)差?；芈泛凸材；芈返穆窂?br /> 當(dāng)有EMI濾波器時(shí)，這個(gè)噪聲中的差模噪聲可以被轉(zhuǎn)化為共模噪聲，如4-C-1工作模式中的等效電路，加入差模電容Cx。 4-C-1：工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨(dú)作用下的EMI等效電路 工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨(dú)作用下的EMI等效電路 由于EMI濾波器中的差模電容Cx，可使模式Ⅱ-Ⅱ中的差模噪聲轉(zhuǎn)化為共模噪聲。 4-C-2：工作模式Ⅱ-Ⅱ在副邊二極管交流分量單獨(dú)作用下的EMI等效電路 工作模式Ⅱ-Ⅱ在副邊二極管交流分量單獨(dú)作用下的EMI等效電路 故在工作模式Ⅱ-Ⅱ副邊二極管對(duì)共模噪聲和差模噪聲均沒有影響。 討論： ---工作模式Ⅰ與工作模式Ⅱ下的傳導(dǎo)EMI是不同的； ---如在工作模式Ⅱ中的四個(gè)二極管均截止，則工作模式因無噪聲路徑而不產(chǎn)生任何傳導(dǎo)EMI； ---如在工作模式Ⅱ中有一個(gè)二極管導(dǎo)通，其他三個(gè)二極管截止，則工作模式Ⅱ的共模EMI噪聲與工作模式Ⅰ基本相同，而工作模式Ⅱ的差模噪聲有可能大于工作模式Ⅰ的差模噪聲，也有可能小于工作模式Ⅰ的差模噪聲，原因是工作模式Ⅱ在一個(gè)二極管導(dǎo)通時(shí)有一種非固有的差模噪聲存在； ---非固有差模噪聲可有通過輸入EMI濾波器中的X電容，把其轉(zhuǎn)變成對(duì)稱共模噪聲而完全消除； ---上面的EMI等效電路，僅僅是EMI低頻段的理想等效電路； ---實(shí)際的EMI等效電路，還要考慮變壓器的寄生參數(shù)、PCBLayout的引線電感等等； ---如考慮變壓器的層間電容時(shí)，在其原副邊間可以用一個(gè)電容參數(shù)，此時(shí)副邊二極管電流分量就會(huì)在EMI負(fù)載上產(chǎn)生共模噪聲，由于涉及EMI濾波器參數(shù)時(shí)，只需考慮低頻段的等效電路，故可將這一因素忽略。但對(duì)實(shí)際高頻段的EMI共模噪聲進(jìn)行分析時(shí)，則還要考慮副邊二極管交流分量通過變壓器層間電容對(duì)共模噪聲的影響。
（5）電源適配器反激變換器在AC 輸入下的EMI 等效電路總結(jié)： 文章轉(zhuǎn)載自網(wǎng)絡(luò),如有侵權(quán),請(qǐng)聯(lián)系刪除。 |
| | 發(fā)布時(shí)間：2018.06.23 來源：電源適配器廠家 |
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