電源適配器中斜坡補(bǔ)償電路的分析與設(shè)計(jì)

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電源適配器中斜坡補(bǔ)償電路的分析與設(shè)計(jì)

在電源適配器電流型控制電路中，斜坡補(bǔ)償是很常見的，補(bǔ)償?shù)姆绞揭灿泻芏喾N，本文介紹了斜坡補(bǔ)償技術(shù)它是如何實(shí)現(xiàn)的，以及它如何影響電流模式控制開關(guān)穩(wěn)壓器的性能。然后，文章繼續(xù)結(jié)合來自該技術(shù)的主要電力模塊制造商的商用電壓控制器的實(shí)例。

電源適配器是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)晶體管的導(dǎo)通和關(guān)斷的時(shí)間比率，維持輸出電壓穩(wěn)定的一種電源，它和線性電源相比，具有效率高、功率密度高、可以實(shí)現(xiàn)和輸人電網(wǎng)的電氣隔離等優(yōu)點(diǎn)，被譽(yù)為離效節(jié)能電源M目前電源適配器已經(jīng)應(yīng)用到了各個(gè)領(lǐng)域，尤其在大功率應(yīng)用的場合，電源適配器具有明顯的優(yōu)勢。

電源適配器一般由脈沖寬度控制(PWM)IC、功率開關(guān)管、整流二極管和LC濾波電路構(gòu)成。在中小功率電源適配器中，功率開關(guān)管可以集成在PWM控制IC內(nèi)。電源適配器按反饋方式分為電壓模式和電流模式。電流模式電源適配器因其突出的優(yōu)點(diǎn)而得到了快速的發(fā)展和廣泛的應(yīng)用。但是電流模式的結(jié)構(gòu)決定了它存在兩個(gè)缺點(diǎn):恒定峰值電流而非恒定平均電流引起的系統(tǒng)開環(huán)不穩(wěn)定:占空比大于50%時(shí)系統(tǒng)的開環(huán)不穩(wěn)定。

本文旨在從原理上分析傳統(tǒng)電流模式的缺陷及改進(jìn)方案，之后分析一個(gè)實(shí)用的斜坡補(bǔ)償電路。

2.電流模式的原理分析

掃描儀電源適配器可以有很多種結(jié)構(gòu)，但原理基本相似。圖1是電流模式降壓斬波fg(Buck)電源適配器的原理圖。它和電壓模式的主要區(qū)別是增加了電流采樣電阻R3和電流放大器IA. R3的阻值一般很小，以避免大的功耗。功率管Ql在每個(gè)周期開始的時(shí)候開啟并維持一段時(shí)間Ton，通過濾波電感Lo對濾波電容C。充電、同時(shí)向負(fù)載提供電流，此時(shí)Lo上電流隨時(shí)間的變化率為
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電感電流到達(dá)一定值后功率管關(guān)斷，二極管D1起續(xù)流和鉗位作用。設(shè)DI的導(dǎo)通壓降為VZ，則此時(shí)
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RI和R2分壓后和Vπf 比較并放大，變?yōu)樾盘朧EA；同時(shí)R3兩端的壓降經(jīng)IA放大后變?yōu)樾盘朧IA，當(dāng)VIA高于VEA時(shí)，相關(guān)控制電路將控制功率管關(guān)斷，從而達(dá)到調(diào)節(jié)占空比的目的。通過實(shí)時(shí)地調(diào)節(jié)占空比，輸出電壓可以穩(wěn)定在一個(gè)預(yù)先設(shè)定的值。上述工作過程的波形如圖2,實(shí)線表示連續(xù)工作模式，虛線表示不連續(xù)工作模式，其中Clock表示時(shí)鐘信號，VEA表示EA的輸出，VIA表示IA的輸出，IQ1是功率管的電流，ID1是二極管電流

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電流模式由于采用了電壓一電流雙環(huán)控制顯著改善了電源適配器的性能，主要表現(xiàn)在：
① 根本消除了Push-pull電源適配器存在的磁通量失恒問題磁通量失恒會減弱電感的承壓能力，導(dǎo)致功率管電流不斷增大并后面燒毀。電流模式在每個(gè)周期都限定功率管峰值電流，能徹底杜絕磁通量失恒.
② 電壓調(diào)整率顯著減小。當(dāng)輸人電壓波動(dòng)時(shí)圖1中的電流檢測電阻R3會立即檢測到峰值電流的變化，快速調(diào)整占空比，使輸出電壓穩(wěn)定
③ 簡化了反饋電路的設(shè)計(jì)LC濾波電路在頻率達(dá)到共鳴頻率電源適配器中斜坡補(bǔ)償電路的分析與設(shè)計(jì)

后，相移會接近較大值180°，輸人到輸出的增益會隨著頻率的升高而迅速減小，這就增加了電源適配器反饋電路設(shè)計(jì)的復(fù)雜程度在電流模式中，濾波電感的小信號阻抗幾乎為零，這樣就只能產(chǎn)生較大90,相移，增益隨頻率升高而下降的速度也減小為實(shí)際LC濾波電路的一半。因此反饋電路的設(shè)計(jì)可以大幅簡化
④ 改善了負(fù)載調(diào)整率。在電流模式中，誤差放大器的帶寬更大，因而負(fù)載調(diào)整率更好。
3.電流模式的缺點(diǎn)
3.124V電源適配器恒定峰值電流引起的電感平均電流不恒定
電流模式的實(shí)質(zhì)是使電感平均電流跟隨誤差放大器輸出電壓VEA設(shè)定的值，即可用一個(gè)恒流源來代替電感，使整個(gè)系統(tǒng)由二階降為一階。但在常用的峰值電流模式中，不同的占空比會導(dǎo)致不同的電感平均電流。這可以由平均電流的計(jì)算式看出:
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其中Ip是峰值電流，dl是峰值電流和較小值的差值，T是時(shí)鐘周期，ton和toff分別為功率管開啟時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間

如圖3所示，當(dāng)由于某種原因使輸人電壓從Vdc1變化到Vdc2，電感電流的上升沿斜率將會變化（Vdc2-Vdc1）/Lo而下降沿斜率不變.占空比將從Dl變?yōu)镈2，電感電流的平均值從Iav1變化到Iav2，這往往會導(dǎo)致輸出電壓在一段時(shí)間內(nèi)振蕩
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3.2 電感擾動(dòng)電流引起的輸出振蕩
在輸入電壓不變的條件下，當(dāng)由于某種外部原因使電感上的電流在一個(gè)下降沿結(jié)束時(shí)發(fā)生小的擾動(dòng)AI，因?yàn)殡娏鞯纳仙睾拖陆笛氐男甭室约胺逯惦娏鞫疾蛔儯栽谙乱粋€(gè)周期結(jié)束后，這個(gè)擾動(dòng)電流將被放大為
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其中dt為發(fā)生擾動(dòng)后導(dǎo)通時(shí)間的變化值，m1和m2分別為上升斜率和下降斜率。

從( 2)式可以看出，當(dāng)占空比小于50%時(shí)，m2<m1，△I''''''''''''''''<△I，即一個(gè)周期后擾動(dòng)電流減弱。但是當(dāng)占空比大于50%時(shí)，m2>m1，△I''''''''''''''''>△I，即一個(gè)周期后擾動(dòng)電流增強(qiáng)，如圖4所示。這同樣也會引起輸出電壓在一段時(shí)間內(nèi)的振蕩
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4.斜坡補(bǔ)償?shù)脑矸治?br /> 前面分析的兩個(gè)不穩(wěn)定情況實(shí)際上都是因?yàn)檎伎毡雀淖円鹆穗姼衅骄娏鞯淖兓?，后面?dǎo)致輸出電壓在一段時(shí)間內(nèi)振蕩，尤其當(dāng)占空比大于50%時(shí)更加嚴(yán)重。如果能使系統(tǒng)在占空比足夠大的時(shí)候才發(fā)生上述不穩(wěn)定現(xiàn)象，就相當(dāng)于解決了這兩個(gè)問題。設(shè)圖1中電阻R3上的壓降為Vs，可以嘗試在Vs上疊加一個(gè)斜率為m，且在時(shí)鐘周期起點(diǎn)處等于零的電壓，則經(jīng)IA放大后相當(dāng)于在信號VIA上疊加了一個(gè)斜率為Avm的電壓。再設(shè)電感上有擾動(dòng)電流AI，經(jīng)IA放大為AvAI。由圖5可以證明，經(jīng)過一個(gè)周期后這個(gè)擾動(dòng)電流的值變?yōu)?br />
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把m1D=m2（1-D）代入（3）式得
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要使擾動(dòng)電流在第一個(gè)周期就減弱，必須要有
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（5）式表明，在斜坡補(bǔ)償前，占空比達(dá)到50%后系統(tǒng)就開始不穩(wěn)定，斜坡補(bǔ)償之后，只要補(bǔ)償斜率m滿足式（5）的關(guān)系，系統(tǒng)始終是穩(wěn)定的。

由此可見，只要能確定電感電流下降沿的斜率m2和占空比D，就有可能設(shè)計(jì)出合適的斜坡補(bǔ)償電路，解決峰值電流控制型開關(guān)的輸出振蕩問題。

4.1 實(shí)際的斜坡補(bǔ)償電路分析

在電流模式PWM IC內(nèi)部集成斜坡補(bǔ)償電路要比理論分析復(fù)雜得多，因?yàn)樵诓煌瑧?yīng)用情況下，(5)式中的m2和D也會不同，所以很難對所有可能的情況作較好的補(bǔ)償。由( 5)式可以看出，電源適配器穩(wěn)定工作時(shí)占空比D和電感電流下降沿斜率m2越大，那么它所需的斜坡補(bǔ)償?shù)牧恳簿驮酱蟆Ｔ谶B續(xù)工作模式中，D和m2都是由電路結(jié)構(gòu)決定的。而在不連續(xù)工作模式中，D是隨負(fù)載變化的量，m2是由電路結(jié)構(gòu)決定的。根據(jù)這個(gè)原理可以設(shè)計(jì)一個(gè)補(bǔ)償量隨占空比增大而增大，并且能夠適合一定范圍的m的斜坡補(bǔ)償電路，如圖6。其中Vcc是較穩(wěn)定的電壓，約為2.3V,Vosc是PWM內(nèi)部振蕩器輸出的鋸齒波，較小值和較大值分別為0.6V和1.7V, Vdrv是功率管的柵極控制信號，Iout是斜坡補(bǔ)償電流，輸出到電流采樣電阻(如圖1中的R3)的正端，從而在采樣電阻上疊加了一個(gè)電壓降，達(dá)到斜坡補(bǔ)償?shù)哪康摹?br /> 電源適配器中斜坡補(bǔ)償電路的分析與設(shè)計(jì)

鉗位二極管DI、D2，分壓電阻網(wǎng)絡(luò)RI,R 2.R 3和R4共同決定了Q5, Q6和Q7的開啟點(diǎn)當(dāng)一個(gè)時(shí)鐘周期開始時(shí)，Vdrv由低變高，Q1管導(dǎo)通，同時(shí)Vosc從較小值開始以一定的斜率上升Q4、Q5, Q6和Q7先后開啟，這四個(gè)晶體管集電極電流的總和被由Q2, Q3, R9. R10構(gòu)成的比例電流鏡鏡像后輸出到Iout。

設(shè)NPN晶體管的開啟閡值為VTn,D l和D2的正向?qū)▔航刀紴閂D, Ql的C-E結(jié)壓降近似為零，則通過兩個(gè)二極管的電流為
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因此Q4, Q5. Q6. Q7的開啟點(diǎn)分別為
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其中Ib0、IQ50是Q6開啟時(shí)的二極管和Q5的電流，Ib1、IQ51、IQ60是Q7開啟時(shí)的二極管、Q5和Q6的電流。[page]

Q2 的集電極電流為上述四個(gè)晶體管的集電極電流總和：
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因?yàn)?Q4 ,Q5,Q 6和Q7是先后開啟的，所以補(bǔ)償電流在時(shí)間軸上的斜率dlout/dt將隨著Vosc的增大而增大，即斜坡補(bǔ)償?shù)牧侩S占空比增大而增大。

功率管的導(dǎo)通時(shí)間結(jié)束時(shí)，Vdrv由高變低，Ql關(guān)斷，Iout隨即降為零。這樣可以減少不必要的系統(tǒng)功耗。

考慮不同應(yīng)用情況下m2的變化范圍，計(jì)算(5)式就可以確定m隨D變化的曲線，再根據(jù)電流放大器IA的增益和振蕩器鋸齒波斜率計(jì)算可得各元件的尺寸。
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圖7是在選取了元件尺寸后計(jì)算機(jī)仿真波形。其中Vosc是理想化的鋸齒波，Iout是輸出的補(bǔ)償電流，IQ4、IQ5、IQ6、 IQ7分別是Q4, Q5, Q6和Q7的漏極電流，可以看到，為了在占空比小于50%的時(shí)候系統(tǒng)更加穩(wěn)定，Q4在每個(gè)周期開始時(shí)就已經(jīng)開啟，但是電流的斜率較小。隨著Vosc以恒定的斜率上升，將先后在t1, t2, t3時(shí)達(dá)到Q5, Q6和07的開啟點(diǎn)。設(shè)Q4, Q5, Q6, Q7開啟后的電流斜率分別為m4, m5, m6和m7，電源適配器中斜坡補(bǔ)償電路的分析與設(shè)計(jì)

設(shè)電流采樣電阻的阻值為RS，那么疊加在該電阻上壓降的斜率為：
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5.結(jié)論

本文分析了傳統(tǒng)電流模式電源適配器的工作原理及其優(yōu)劣，從原理上解釋了電流模式在占空比大于50%后輸出不穩(wěn)定的問題和解決的方法。在此基礎(chǔ)上本文分析了一個(gè)實(shí)用的斜坡補(bǔ)償電路結(jié)構(gòu)并詳細(xì)分析了其工作過程。通過HSPICE的仿真分析，得到了預(yù)期的結(jié)果，證明了該電路的可行性。

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| 發(fā)布時(shí)間：2018.10.05 來源：電源適配器廠家

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