電源適配器整流電路

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電源適配器整流電路

開關(guān)整流電路是電源適配器設(shè)計(jì)過程中重要的部分，它的技術(shù)是否關(guān)系著電源適配器系統(tǒng)的功能和可靠性。因此，一些電源適配器廠家很注重開關(guān)整流電路技術(shù)性能的改進(jìn)，其目的是使開關(guān)整流電路的可靠性和效率得到很大提高，降低電源適配器成本和高頻電磁干擾。

倍流整流電路
倍流整流電路在適配器中得到應(yīng)用，可以提高大電流輸出時(shí)副邊整流電路的效率。常用的倍流整流電路拓?fù)淙鐖D3-34所示。與傳統(tǒng)的變壓器副邊帶中心抽頭的全波整流電路相比，倍流整流電路有以下優(yōu)點(diǎn)：減小了變壓器副邊繞組的電流有效值；變壓器利用率較高，無(wú)需中心抽頭，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單；輸出電感紋波電流抵消，可以減小輸出電壓紋波；雙電感也更適合于分布式功率耗散的要求。

倍流整流電路拓?fù)?

倍流整流電路可以被看成是由傳統(tǒng)的全橋整流電路演變而來的，實(shí)際上倍流整流電路也可以由全波整流電路通過拓?fù)渥儞Q得來。倍流整流電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖所示，它們的構(gòu)成元件是相同的，只是其中二極管和電感元件的位置有所不同，但兩個(gè)電路的功能是等效的。倍流整流電路適用于推挽及橋式功率變換器中變壓器副邊的高頻整流。在圖中，變壓器的副邊繞組產(chǎn)生對(duì)稱的高頻正負(fù)方波電壓。
當(dāng)副邊繞組的上端電壓為正時(shí)，副邊電流經(jīng)過L1、C和R、VD2再回到副邊繞組；當(dāng)副邊繞組的下端電壓為正時(shí)，副邊電流經(jīng)過L2、C和R、VD1再回到副邊繞組。倍流整流電路按照這一過程，將高頻交流方波電壓整流為直流輸出電壓。圖3-36所示電路的工作原理與圖相同。
與全波整流相比，倍流整流電路中的高頻變壓器的副邊繞組僅需一個(gè)單一繞組，不用中心抽頭。與橋式整流相比，倍流整流電路使用的二極管數(shù)量減少一半。所以說，倍流整流電路是結(jié)合全波整流和橋式整流兩者優(yōu)點(diǎn)的新型整流電路。當(dāng)然，倍流整流電路要多使用一個(gè)小輸出濾波電感。但此電感的工作頻率及輸送電流均比全波整流電路的要小一半，因此可做得較小，另外雙電感也更適合于分布式功率耗散的要求。對(duì)中、大功率的電源適配器而言，移相全橋電路是較為常見的電路拓?fù)湫问?，在原邊電路處于續(xù)流狀態(tài)時(shí)，變壓器的原邊繞組和副邊繞組都被短路。
因此，倍流整流電路在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，每個(gè)開關(guān)周期有4種工作模式。為便于分析，做如下假設(shè)：高頻變壓器原、副邊匝比為n=N1/N2，忽略高頻變壓器原、副邊漏感，所有器件均為理想器件?？傻藐P(guān)鍵波形如圖所示。

（1）模式l[t0～t1]
變壓器副邊電壓UT等于US，極性為正，兩個(gè)濾波電感的電流IL1和IL2的極性都為正，二極管VD1正向偏置導(dǎo)通，而VD2反向截止。電感L1的電流IL1經(jīng)二極管VD1和輸出電容Co續(xù)流，電感L1上的電壓UL1為?Uo，極性為負(fù)，因此電流IL1線性減小，下降斜率由輸出電壓Uo和電感L1的比值決定。變壓器副邊電壓UT通過二極管VD1和輸出電容Co加到電感L2上，因此電感L2上的電壓UL2為US?Uo，極性為正，電流IL2線性增加，上升斜率由變壓器副邊電壓與輸出電壓的差US?Uo和電感L2的比值決定。變壓器的副邊電流IT等于IL2，電流Io1為兩個(gè)濾波電感電流的和（IL1+IL2），由于輸出大電容Co的濾波作用，輸出電流Io為Io1的直流分量。變壓器的副邊電流IT等于IL2。
（2）模式2[t1～t2]
變壓器副邊電壓UT為0，兩個(gè)濾波電感的電流IL1和IL2的極性都為正，二極管VD1和VD2均為正向偏置導(dǎo)通。電感L1的電流IL1經(jīng)二極管VD1和輸出電容Co續(xù)流，電感L1上的電壓UL1為?U0，極性為負(fù)，因此電流IL1線性減小，下降斜率由輸出電壓Uo和電感L1的比值決定。電感L2的電流IL2經(jīng)二極管VD2和輸出電容Co續(xù)流，電感L2上的電壓UL2為?Uo，極性為負(fù)，因此電流IL2線性減小，下降斜率由輸出電壓Uo和電感L2的比值決定。變壓器的副邊電流IT等于0。
（3）模式3[t2～t3]
變壓器副邊電壓UT為?US，極性為負(fù)，兩個(gè)濾波電感的電流IL1和IL2的極性都為正，二極管VD1反向截止，而VD2正向偏置導(dǎo)通。變壓器副邊電壓UT通過二極管VD2和輸出電容Co加到電感L1上，因此電感L1上的電壓UL1為US?Uo，極性為正，電流IL1線性增加，上升斜率由變壓器副邊電壓與輸出電壓的差US?Uo和電感L1的比值決定。電感L2的電流IL2經(jīng)二極管VD2和輸出電容Co續(xù)流，電感L2上的電壓UL2為?Uo，極性為負(fù)，因此電流IL2線性減小，下降斜率由輸出電壓Uo和電感L2的比值決定。變壓器的副邊電流IT等于?IL1。
（4）模式4[t3～t4]
模式4與模式2的工作狀態(tài)相同，變壓器副邊電壓UT為0，兩個(gè)濾波電感的電流IL1和IL2的極性都為正，二極管VD1和VD2均為正向偏置導(dǎo)通。電感L1的電流IL1經(jīng)二極管VD1和輸出電容Co續(xù)流，電感L1上的電壓UL1為?Uo，極性為負(fù)，因此電流IL1線性減小，下降斜率由輸出電壓Uo和電感L1的比值決定。電感L2的電流IL2經(jīng)二極管VD2和輸出電容Co續(xù)流，電感L2上的電壓UL2為?Uo，極性為負(fù)，因此電流IL2線性減小，下降斜率由輸出電壓Uo和電感L2的比值決定。變壓器的副邊電流IT等于0。
從倍流整流電路的具體工作波形（見圖3-37）可以得到如下幾點(diǎn)。
①高頻變壓器副邊平均輸送電流僅為輸出負(fù)載電流的一半。
②濾波電感平均輸送電流僅為輸出負(fù)載電流的一半，輸出負(fù)載電流由兩個(gè)電感同時(shí)分擔(dān)，每個(gè)濾波電感的工作頻率都等于高頻變壓器的頻率。
③當(dāng)一個(gè)電感在高頻變壓器副邊的電壓驅(qū)動(dòng)下通過副邊輸送一半負(fù)載電流時(shí)，另一個(gè)電感也輸送著相對(duì)于輸出負(fù)載電流相同方向的另一半續(xù)流電流，且此續(xù)流電流通過副邊繞組。由于此續(xù)流電流僅為輸出負(fù)載電流的一半，當(dāng)副邊電壓再次改變極性時(shí)，此續(xù)流二極管的反向恢復(fù)尖峰電流較小。兩個(gè)二極管上的續(xù)流電流在死區(qū)期間是均衡分布的。

1．倍流整流電路的正常工作條件
無(wú)效整流純電感回路的工作抑制條件為：

式中：L為L(zhǎng)1或L2；ω為開關(guān)頻率f的2π倍，即ω=2πf。
在圖所示的波形中要保證L1及L2中的電流始終為正值，必須滿足如下條件。①要有足夠大的電感值，以保證電感紋波電流的波動(dòng)值不大。②要保證兩個(gè)濾波電感中的電流均等變化。2．倍流整流電路拓?fù)涞膬?yōu)缺點(diǎn)
（1）倍流整流電路拓?fù)涞膬?yōu)點(diǎn)
①高頻變壓器的副邊僅需單一繞組，不需要變壓器中心抽頭，而且變壓器僅需輸送近似一半的輸出電流，使得變壓器的結(jié)構(gòu)更簡(jiǎn)單。相比較而言，橋式整流雖然也是采用單一副邊繞組，但使用的二極管數(shù)量多一倍；全波整流雖然使用的二極管少，但副邊繞組需要中心抽頭，制作復(fù)雜。
②在開關(guān)死區(qū)時(shí)，副邊輸出（電感）電流基本上不通過高頻變壓器的副邊繞組續(xù)流，而且不會(huì)影響原邊性能，包括影響占空比的變化。
③具有兩種等效的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可供變換選擇。
④輸出濾波電感可以做得較小，較適合于分布式功率耗散。因?yàn)楸读髡麟娐返臑V波電感的工作頻率為全波整流濾波電感的一半，等于電源適配器中變壓器的工作頻率，而且濾波電感輸送一半的直流輸出電流，倍流整流電路的濾波電感可以比全波整流電路的電感做得更小。

（2）倍流整流電路拓?fù)涞娜秉c(diǎn)
①需要兩個(gè)輸出電感（比全波及橋式整流多用一個(gè)電感）。
②需要采用電流模式控制來保證兩個(gè)濾電感中的電流均等。
③在副邊存在一個(gè)不通過輸出負(fù)載的無(wú)效整流電感回路，因此倍流整流電路存在一個(gè)正常工作條件的要求。
綜上所述，倍流整流電路是一種較傳統(tǒng)的全波和全橋整流電路性能更優(yōu)越的整流電路方案，它在實(shí)際應(yīng)用中有廣泛的前景，尤其是在電流控制的大功率應(yīng)用的情況下。但它又有著自身的特性，因此，在應(yīng)用時(shí)需注意如下兩點(diǎn)。
①必須滿足參數(shù)條件，并且要以電流模式控制以保證兩個(gè)電感中的電流均衡。
②實(shí)際電路的變壓器設(shè)計(jì)與全橋和全波整流的情況不一樣，它的原、副邊變比必須減小，并留有足夠的裕量，因此并不能與全橋和全波整流的變壓器互換。

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| 發(fā)布時(shí)間：2019.06.06 來源：電源適配器廠家

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