同步整流在輕載下的詳細(xì)分析

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同步整流在輕載下的詳細(xì)分析

1 同步整流正激變換器

圖 l給出的是一種電壓自驅(qū)動(dòng)同步整流正激變換器，圖 1中兩個(gè)與變壓器耦合的分離輔助繞組N4、 N5用來分別驅(qū)動(dòng)兩個(gè) 同步整流管 S201 、 S202。當(dāng)主開關(guān)管導(dǎo)通時(shí) ，變壓器副邊繞組上正下負(fù) ，S201柵極電壓為高，導(dǎo)通整流；主開關(guān)管截止時(shí)，副邊繞組下正上負(fù)，續(xù)流S202柵極為高，導(dǎo)通續(xù)流。
正激變換器中，同步整流S201 。的運(yùn)行情況與變壓器磁復(fù)位方式有關(guān)。如果采用如圖1所示的輔助繞組復(fù)位電路，在復(fù)位結(jié)束過程之后， 變壓器 電壓保持為零的死區(qū)時(shí)間內(nèi)，輸出電流流經(jīng)續(xù)流同步整流管S202，但是S202柵極無驅(qū)動(dòng) 電壓，所以
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輸出電流必須流經(jīng)S202 的體二極管。MOSFET體二極管的正向?qū)妷焊?，反向恢復(fù)特性差，導(dǎo)通損耗非常大，這就使采用 MOSFET整流的優(yōu)勢(shì)大打折扣，為了解決這一問題，較為簡單的做法是在S202的漏極和源極之間并聯(lián)一個(gè) 肖特基二極管D201在S202截止的時(shí)間內(nèi)，代替S202的體二極管續(xù)流，這一方法增加的元件不多，線路簡單，也很實(shí)用。
為了優(yōu)化驅(qū)動(dòng)波形，可以采用分離的輔助繞組來分別驅(qū)動(dòng)兩個(gè)同步整流管，比起傳統(tǒng)的副邊繞組直接驅(qū)動(dòng) 的同步整流變換器來說，這種驅(qū)動(dòng) 方式無工作電流通過驅(qū)動(dòng)繞組，因此不需要建立輸出電流的時(shí)間， MOSFET能夠迅速開通，開通時(shí)的死區(qū)時(shí)間即體二極管導(dǎo)通的時(shí)間減少了一半。另一方面驅(qū)動(dòng)電壓不只局限于副邊電壓，可以通過調(diào)整輔助線圈來得到合適的驅(qū)動(dòng)電壓。
2 輕載條件下的同步整流

對(duì)于正激變換器，在主開關(guān)管截止的時(shí)間里，輸出電流是靠輸出儲(chǔ)能電感里的能量維持的，因此變換器有兩種可能的運(yùn)行情況：電感電流連續(xù) 模式( CCM， continuous current mode) 和電感電流斷續(xù)模式(DCM，discontinuous current mode)。
2． 1 電感電流連續(xù)模式 CCM
當(dāng)負(fù)載電流較大時(shí) ，電感電流在整個(gè)周期內(nèi)都不會(huì)下降到零，每個(gè)開關(guān)周期可以分為兩個(gè)階段，在t1階段，S201導(dǎo)通， S202截止，電感兩端的電壓為Vs一Vo( 其中，Vs為變壓器副邊繞組電壓，Vo為變換器輸出電壓 )，電感電流持續(xù)上升；t2階段，S201關(guān)斷，S202導(dǎo)通，電感兩端電壓為-Vo，電感電壓持續(xù)下降。穩(wěn)態(tài)時(shí)，一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，濾波電容C的平均充電電流與放電電流相等，故變換器輸出的負(fù)載電流平均值Io就是iL的平均值，由于負(fù)載電流較大，電感電流iL在整個(gè)周期中都不會(huì)下降至零，電感電流方向不發(fā)生變化，如圖 2( a) 所示。
當(dāng)負(fù)載電流Io減小時(shí)，ILmax和ILmin，都減小，當(dāng)負(fù)載電流Io減小到使ILmin在Toff結(jié)束時(shí)恰好為零，2(b) 所示，此時(shí)的負(fù)載電流稱之為臨界電流
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當(dāng)負(fù)載電流進(jìn)一步減小時(shí)，對(duì)于副邊采用傳統(tǒng)二極管續(xù)流工作的正激變換器來說，將會(huì)出現(xiàn)電感電流斷續(xù) 的工作情況，如圖 2( C) 所示。
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當(dāng)副邊采用同步整流工作時(shí)，由于續(xù)流MOSFET的雙向?qū)ǖ奶匦?，使得此時(shí)的電感電流能夠反向，如圖2(d) 所示，產(chǎn)生環(huán)流。有了環(huán)流就會(huì)消耗環(huán)流能量。這個(gè)能量的大小和輸出濾波電感有關(guān) ，輸出濾波電感越小，環(huán)流就會(huì)越大，環(huán)流能量越大，損耗也越大。所以由于同步整流器不能從 CCM模態(tài) 自動(dòng)切換到 DCM模態(tài) ，輕載時(shí)就會(huì)產(chǎn)生很大的環(huán)流損耗。環(huán)流損耗、開關(guān)驅(qū)動(dòng)損耗和開關(guān)損耗使得變換器輕載時(shí)的效率較低。
為了避免電感電流輕載時(shí)反向形成環(huán)路電流，可以采用如圖 3所示的驅(qū)動(dòng)電路。S201、S202為兩個(gè)同步整流管，Vdd為一基準(zhǔn)電壓，R211和R212分壓后產(chǎn)生一個(gè)電壓給定值加在比較器的同向輸人端，比較器的反向輸人端接在輸出電流取樣電阻R210上。當(dāng)輸出電流高于臨界輸出電流，比較器輸出高電平，主開關(guān)管截止期間， S202、S203導(dǎo)通，高電位加至續(xù)流 MOSFET S202柵極，S202導(dǎo)通續(xù)流；當(dāng)輸出電流低于臨界電流時(shí)，比較器輸出低電位，S204、S203、S202均截止，這個(gè)時(shí)候的續(xù)流工作就交由與S202并聯(lián)的肖特基管D201完成，由于肖特基的單向?qū)щ娦员苊饬谁h(huán)路電流的形成。

值得注意的是，續(xù)流 MOSFET一定要在反向電流產(chǎn)生前截止。如果已經(jīng)產(chǎn)生了反向電流以后才使 MOSFET截止，此時(shí)反向電流迅速下降，產(chǎn)生很大的 di／dt，會(huì)在續(xù)流 MOSFET源極和漏極兩端產(chǎn)生很高的電壓尖峰，這個(gè)電壓尖峰甚至可能高于 MOSFET的耐壓，使續(xù)流 MOSFET擊穿，如圖4的試驗(yàn)波形所示。

在這種控制方式下，重載時(shí) 由續(xù)流同步整流管續(xù)流，輕載時(shí)由肖特基管續(xù)流，電感電流將進(jìn)入 DCM模式，這樣減少了導(dǎo)通損耗，提高了輕載時(shí) 變換器的效率。
2． 2 電感電流斷流模式(DCM)
在這種情況下，每個(gè)周期可以分為三個(gè) 階段，t1 和t2階段同上述 CCM相同。如果在進(jìn)入t3時(shí)刻時(shí)，電感兩端電壓和電感電流為零，電路就剛好處于穩(wěn)態(tài)，不會(huì)出現(xiàn)振蕩，但實(shí)際電路中，很難保證這兩個(gè)條件的滿足。
在t3階段，S201和S202均處于關(guān)斷狀態(tài)，由電感L201寄生電容Cp，負(fù)載電容C201與負(fù)載并聯(lián)構(gòu)成了LC振蕩回路，考慮到C201>>Cp，可以求得振蕩頻率為

這個(gè)頻率往往很高，會(huì)在S202源極和漏極兩端形成明顯的振蕩，也就是通常所說的振鈴現(xiàn)象，這個(gè)過程通常來說是欠阻尼振蕩，如圖5的試驗(yàn)波形所示。

由于DCM模式能夠避免輕載時(shí)環(huán)路電流的產(chǎn)生，卻可以大大提高了變換器輕載時(shí)的效率。兩種電路模式的效率對(duì)比如圖6所示。

3 結(jié)語

在輕載工況下，采用關(guān)斷續(xù)流MOSFET使得正激變換器副邊工作在DCM模式下，可以顯著提高同步整流變換器輕載時(shí)的效率。實(shí)驗(yàn)證明，采用如圖3所示的電路能夠完成輕載時(shí)副邊電流CCM到DCM的轉(zhuǎn)化，是提高正激變化器輕載效率的一種可行的方法。

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| 發(fā)布時(shí)間：2017.06.28 來源：電源適配器廠家

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